前言

通常，高頻率運作的開關電源 (SMPS)允許使用小型無源組件，而硬開關模式則會引起開關損耗增大，為了降低高開關頻率下的開關損耗，業界開發了諸多軟開關技術，其中負載諧振技術和零電壓轉換技術都獲得廣泛使用。

負載諧振技術利用電容和電感在整個開關期間的諧振特性，使得開關頻率隨著輸入電壓和負載電流而變化。開關頻率的改變，如脈沖頻率調制 (PFM) 給含有輸入濾波器的SMPS 設計人員帶來了困難。因為這里沒有用于濾波的輸出電感，所以輸出整流二極管兩端的鉗制電壓允許設計人員選擇低額定電壓二極管。然而，當負載電流增加時，輸出電感的缺位給輸出電容帶來了負擔，因而負載諧振技術不適用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應用。另一方面，零電壓轉換技術利用的是電路寄生成分僅在開關開啟和關斷轉換瞬間才出現的諧振特性。這些技術的優勢之一是利用了寄生組件如主變壓器的漏電感和開關的輸出電容，因而無需增添更多的外部組件來實現軟開關。此外，這些技術使用具有固定開關頻率的脈寬調制 (PWM) 技術，因而，這些技術相比負載諧振技術更易于理解、分析和設計。

由于非對稱 PWM 半橋轉換器具有簡單配置和零電壓開關 (ZVS) 特性，因此是使用零電壓轉換技術的*常見拓撲之一。不僅如此，相比負載諧振拓撲如 LLC 轉換器，非對稱 PWM 半橋轉換器具有一個輸出電感，其輸出電流的紋波成分小得可以由一個適當的輸出電容來處理。由于易于分析和設計，且具有一個輸出電感，所以非對稱 PWM 半橋轉換器通常用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應用如PC電源和服務器電源。為了更好地處理輸出電流，往往在次級端使用一個同步整流器，因為傳導損耗可作為替代二極管損耗的電阻損耗。相比 LLC 轉換器，實現用于非對稱半橋轉換器的同步整流器驅動器更為便利，此外，電流倍增器是增加主變壓器在高輸出電流下的利用率的常用方案。

本文描述帶有電流倍增器和同步整流器的非對稱 PWM 半橋轉換器的普遍特性，并列舉一個示例及某些實驗結果，該示例使用針對非對稱受控拓撲的功率開關。

帶有電流倍增器和同步整流器的非對稱 PWM 半橋轉換器的優勢

對于具有低輸出電壓和高輸出電流的應用，廣泛使用電流倍增器。圖 1 所示為處于次級端帶有電流倍增器的非對稱 PWM 半橋轉換器，次級線圈是單端配置而輸出電感分為兩個較小的電感。為了提高總體效率，使用具有低 RDS(ON) 的 MOSFET 構成的同步整流器 (Synchronous Rectifier, SR)。與傳統的中心抽頭式 (center-tapped) 配置相比，電流倍增器具有多項優勢：首先，勵磁電流的 DC 成分小于或等于中心抽頭式配置的 DC 成分，因而變壓器可以使用較小的磁芯。當每個輸出電感承擔負載電流的一半時，勵磁電流與中心抽頭式配置相似。如果輸出電感承擔的負載電流不均衡，勵磁電流就會減少。其次，次級線圈電流的平方根值 (root-mean-square, RMS) 小于中心抽頭式配置，這是因為幾乎一半的負載電流流經各個輸出電感。鑒于此，次級線圈的電流密度低，可以使用相同的磁芯和相同的線材規格。第三，其繞組本身較中心抽頭式方案簡單，尤其值得關注的是由于變壓器線引腳數量的限制，可用于多輸出應用。第四，可以更便利、有效地從輸出電感獲取 SR 的柵極信號，由于初級線圈匝數足夠多而變壓器次級線圈匝數只有少許，可從輸出電感輕易獲取適當的柵極電壓，如 10V 和 20V 之間的電壓。此外，單獨的輸出電感將會減輕更大磁芯的成本負擔。鑒于上述數項優勢，電流倍增器是高輸出電流應用的*常用拓撲之一。

圖1 使用電流倍增器的非對稱PWM半橋轉換器

建議的轉換器運作原理

如圖 2 所示，從供電模式 2 開始，由于 S1 開啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級端，勵磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經 SR1 的續流 (free-wheeling)。當兩個輸出電感分享負載電流時，SR1 承擔全部負載電流。變壓器的次級繞組僅處理 iLO1 ，因而 iLO1/n 是反射到變壓器初級端的電流，它在勵磁電流上疊加，構成初級電流 ipri。在實際上，由于漏電感的現象，所以 vT2 較圖 2 所示的數值稍低，但我們在這一章段中將忽略這一情況，從而簡化分析。

圖2 建議轉換器的運作分析

當S1 關斷，則開始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，*終，當 S2  輸出電容電壓等于 VCb. 時，它變為零。同時，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開啟導通。然后，兩個 SR 在這個模式中一起導通。S2 的體二極管在 S2 的輸出電容和 S1 的輸出電容完全放電后導通，由于兩個 SR 均導通，iLO1 和 iLO2 均為續流，斜率分別為 –VO/LO1 和 –VO/LO2, ，而 vT1 和 vT2 均為零。由于 VCb 僅僅施加在漏電感上，它引起初級電流的極性快速變化。在 S2  的體二極管導通后 S2 開啟， 從而實現 S2 的 ZVS 運作，這個模式的持續時間為

   (1)

模式 4 是另一個充電模式，在各個 SR 之間的換向結束時開始，在變壓器初級端施加的電壓為–VCb ，因而勵磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過 SR2 的續流。可從圖2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個較小的電感。

當 S2 關斷，模式 1 作為另一個重建模式而開始，模式 1 的運作原理幾乎與模式 3 相同，只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中，當 S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間，vT1 成為零。在這個瞬間之前，輸出電感 LO2 上的負載電流反射到變壓器的初級端，有助于實現開關的 ZVS 運作。與此相反，存儲在漏電感中的能量僅在這個瞬間之后對輸出電容進行放電和充電。因而，S1的 ZVS 運作較 S2 更為穩固，因為通常 Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以與模式 3 相同的方式進行分析，模式 1 的延續時間為

   (2)

使用公式 (1) 和 (2) 詳細計算輸出電壓

     (3)

VSR 是 SR 處于充電模式時 MOSFET 兩端的電壓。

im 的 DC 和紋波成分可從下式獲得：

  (4)

  (5)

這里，ILO1　和 ILO2 是輸出電感電流的 DC 成分。

設計示例和實驗結果

在本節中討論一個設計示例，目標系統是輸出電壓為 12V 和輸出負載電流為 30A 的 PC 電源，由于輸入通常來自功率因數校正 (PFC) 電路，輸入電壓的范圍并不寬泛，目標規范如下：

標稱輸入電壓：390 VDC

輸入電壓范圍：370 VDC ~ 410 VDC

輸出電壓：12 V

輸出電流：30 A

開關頻率：100 kHz

圖3 360 W PC電源的設計示例 (12 V, 30 A)

圖 3 所示為參考設計的完整原理圖，變壓器的電氣特性如表 1 所示。

表 I 所設計變壓器的電氣特性

圖 4 和圖 5 所示為轉換器在標稱輸入和全負載情況下的實驗波形。S1 的柵極信號，主變壓器的初級端和次級端的電壓和初級端電流如圖4所示。請留意這些波形與理論分析很好地吻合，包括ZVS 運作。輸出電感電流和 SR 的電流如圖 5 所示，由于占空比和寄生組件，輸出電感電流是不均衡的，這意味著平均勵磁電流小于中心抽頭式配置(注 1)。

圖4 實驗結果 I

圖5 實驗結果II

圖 6 所示為不同負載情況下的 ZVS 運作，顯示了低側開關的漏極電壓和柵極信號，轉換器在負載低至 30% 的情況下仍表現為 ZVS 運作。

圖6 ZVS 運作驗證；(a) 30% 負載；(b) 20% 負載狀況

圖7 測得的效率

轉換器的效率如圖 7 所示，在額定負載為 20%、50% 和 100% 的情況下測得的效率分別為93.7%、94.6% 和 93.1%，這顯示了邊際性能，因而使用設計優良的 PFC 和 DC-DC 級能夠達到85 PLUS 規范要求。